资料翻译-使用ATF-33143 PHEMT的1930至1990 MHz的低噪声高截点放大器

原文为已公开的文本，原文地址：A Low Noise High, Intercept Point Amplifier for 1930 to 1990 MHz Using the ATF-33143 PHEMT，原文版权归Boardcom所有，原文及该翻译文本仅供学习使用，不可用于其他任何用途。

介绍

Avago Technologies ATF-33143是高动态范围、低噪声PHEMT系列器件之一，设计为用于VHF至6 GHz频率范围内的低成本商业应用。 ATF-33143是具有最大栅极边缘（栅极宽度为1600微米）的器件，已经过2 GHz性能测试，并保证在4 V的Vce和80 mA的Id下工作。 ATF-33143封装在4引脚SC-70（SOT-343）表面贴装塑料封装中。
在本应用笔记中，ATF-33143在高动态范围低噪声放大器中进行了应用，该放大器专为1930至1990 MHz的PCS基站市场而设计。 当以4 V的$V_{ds}$和80 mA的$I_{ds}$偏置时，ATF-33143放大器的最小增益为13 dB，噪声系数为0.7 dB，输出截点为+32.5 dBm。 放大器的输入回波损耗为8至9 dB，输出回波损耗大于20 dB。
本应用笔记中介绍的设计技术可以应用于1500 MHz至2500 MHz频率范围内其他频率的LNA。 该放大器采用0.031英寸厚的FR-4印刷电路板材料蚀刻，以降低制造成本。 该放大器利用低成本的小型多层片式电感器实现了较小的尺寸设计。

FET的源极接地和偏置

在任何LNA的设计中要考虑的首要项目之一就是对器件进行偏置的方法。 大多数微波FET是耗尽型类型的，需要在栅极上施加负电压以抑制漏极电流。 在栅极上不施加负电压的情况下，该器件将产生最大漏极电流，它记为$I_{dss}$。
本应用笔记中描述的LNA使用DC接地源极引线，因此必须在栅极端施加一个负电压以设置适当的所需漏极电流。 除了通常连接到漏极的正电压之外，还需要负电压。 此设置如图1所示。然后将栅极电压调整得到所需的漏极电流值。 支持所需漏极电流$I_d$所需的栅极电压取决于器件的夹断电压$V_p$和饱和漏极电流$I_{dss}$。 通过以下等式计算$I_d$：
$$V_{gs}=[V_p(1-\sqrt{\frac{I_d}{I_{dss}}})]$$
ATF-33143的$I_{ds}$通常为237 mA。 相对于$I_d = 0 mA$，在10％$I_{dss}$时，$V_p$通常为-0.5V。 在$I_d$ = 10％Idss的大容量环境中测量$V_{gs}$比在$I_d$ = 0 mA时确定$V_p$容易。 可以通过上式中的取代将$I_{dss}$为10％的$V_{gs}$转换为$V_p$。 发现$V_p = 1.462 \times V_{gs}$ @ 10％$I_{dss}$。 因此，$V_p$计算得出为-0.73V。将这些参数代入上述公式可预测80 mA $I_d$的典型$V_{gs}$为-0.31V。
每个源极引线都通过顶部微带线蚀刻（LL）和一个通到底部接地层的电镀通孔接地。 这些看似短的传输线的影响是以附加电感（LL）的形式出现的，该电感与每个电源接地线串联。 附加电感LL会对放大器性能产生非常显著的影响。 其影响将在本应用笔记的后面部分介绍。

另一个选择是在源极引线与地串接的地方插入一个或多个电阻器（Rs），然后将栅极引线直流接地。这如图2所示。从直流角度看，这具有使栅极比源极电压更低的效果，它是设置所需漏极电流所需的。 从RF的角度来看，每个源电阻都必须通过电容器Cs旁路到地，该电容器在工作频率下提供低阻抗。 由于电容器并不理想，因此会在每根引线上增加额外的串联电感。 与每个旁路电容器串联的附加电感是与现有微带线蚀刻（LL）和电镀通孔（提供通向底部接地层的路径）相关的电感之外的电感。
如前所述，与每个电源引线串联的电感对LNA的工作具有明显的影响。某些影响是不希望有的，例如带外增益峰值和稳定性问题。其他效果，例如改善的带内稳定性和改善的输入回波损耗，可以通过小的或中等大小的源电感来确保。通常仅需要十分之几纳亨的电感。这实际上等效于仅将源引线增加0.050英寸左右。使用Agilent / EEsof 之类的微波电路仿真器可以轻松模拟该效果。可以安全添加的源电感的量取决于器件。栅极宽度很短的器件（例如200微米栅极宽度的ATF-36163）只能承受很小的源电感。通常，该器件只能承受与穿过0.031英寸厚的印刷电路板的两个镀通孔相关的电感。因此，较小的栅极宽度器件（例如ATF-36163）通常用作C波段和Ku波段应用（例如TVRO和DBS）的低噪声放大器。栅极宽度短的器件产生的过大的源电感的常见副作用是非常高的频率增益峰值和由此产生的振荡。而如1600微米ATF-33143之类的较大栅极宽度的器件具有较小的高频增益，因此，高频性能对于源极电感的敏感性不如较小的器件高。

LNA匹配网络

此低噪声放大器设计用于4 V的Vds和80 mA的Ids。 这样，典型的电源电压Vdd将约为5V。图3所示的Demo板是在低成本0.031英寸厚的FR-4材料上蚀刻的。Demo板在原型设计期间为设计人员提供了多种偏置和电路拓扑选择。设计该Demo板时，输入和输出阻抗匹配网络可以是集总元件网络，也可以是蚀刻微带网络，以降低成本；可以根据系统要求生成低通或高通结构。 还允许FET自偏置或在接地源的情况下通过在栅极端子上施加负电压来偏置FET。此Demo板上包括额外的长度，以允许使用标准EF Johnson SMA连接器进行原型制作放大器。

完整的放大器的原理图如图4所示。该放大器设计用于直流接地的源极引线，该引线允许通过改变栅极电压Vgg来调节增益和输出功率。 其零件清单如表1所示。按照本应用笔记进行修改的Demo板如图5所示。修改内容将在下一节中讨论。
放大器使用高通阻抗匹配网络进行噪声匹配。高通网络由一个串联电容器（C1）和一个并联电感器（L1）组成。高通拓扑结构特别适合PCS和WLAN应用，因为它具有良好的低频增益降低功能，可以最大程度地降低放大器对蜂窝和传呼机过载的敏感性。 L1可以加倍来作为插入栅极电压以偏置PHEMT的一种方法。但这需要一个C3形式的优质旁路电容器。 C1翻倍以用作直流隔离。从电路损耗的角度来看，L1的Q极为重要，而电路损耗将直接与噪声系数有关。 Toko LL1608-FH10NK是一款小型多层片式电感器，在800 MHz时的额定Q为45。较低的Qs可能会增加电路的噪声系数，应仔细考虑。该网络主要针对噪声系数进行了优化，其次是输入回波损耗。电阻器R1和电容器C4通过提供电阻性终端来提供低频稳定性。



该放大器对输出阻抗匹配网络使用类似的高通结构。 L4和C2提供适当的匹配，以实现最佳输出回波损耗和最大增益。 L4也会加倍，作为向漏极插入电压的一种方式。电阻器R2和电容器C6为设备提供了低频电阻终端，有助于稳定性。为了通过终止用于测量IP3的两个测试信号的F2-F1差分分量来略微改善输出截取点，在1000 pF电容器上选择C6为10000 pF或0.01 mF。对于CDMA IP3评估中使用的典型1.25 MHz间隔，这尤其重要。电阻R3未包含在原始设计中，因为没有R3时电路是无条件稳定的。取决于最终布局和组件寄生效应，电路稳定性可能有所不同。可以在R3处插入一个5到22Ω的小电阻值，以进一步帮助电路稳定。使用R3会降低放大器的增益并降低功率输出能力，因此，请谨慎使用。
原始Demo板在输入阻抗匹配网络中并入了一条附加的微带线。 该放大器设计不需要微带线，可以将其从Demo板上移除。 应该用0.040“宽的小蚀刻线代替它。此外，与器件的漏极串联的电阻也分配了空间。当不使用R3时，应该用一小段蚀刻线来弥合间隙。
电感器L2和L3实际上是每个源极和地之间的非常短的传输线。它产生串联反馈的作用。串联反馈的数量对带内和带外增益、稳定性以及输入和输出回波损耗会产生巨大影响。放大器Demo板的设计使源极电感量可变。每个源极引线均连接至微带线，该微带线可在沿该线的任何点连接至接地面。为了使电感最小，源极引线焊盘在最靠近器件源极引线的位置通过非常短的蚀刻与接地焊盘相连。对于1900 MHz放大器，每条电源线均与电源线相距约0.050“的距离连接到其相应的接地焊盘。0.050”是从电源线的边缘到接地带的最近边缘的距离。剩余的未使用的源极引线应通过切除未使用的蚀刻来去除。有时，未使用的蚀刻（像是开路的短截线）会引起高频振荡。在初始原型阶段，可以调整源电感的量以优化性能。附录1涵盖了源极电感及其对放大器性能的影响。

LNA性能

该放大器在4 V的$V_{ds}$和80 mA的$I_d$下进行测试。 源引线长度也不同，以分析其对LNA性能的影响。 完整放大器的测量增益和噪声系数如图6和7所示。在LL = 0.050“的情况下，1960 MHz的增益标称值为13.8 dB，在LL = 0.075”的情况下为13 dB。 1960 MHz时的噪声系数在LL = 0.075“时为标称0.69 dB，在LL = 0.050”时为0.73 dB。


测得的输入和输出回波损耗如图8和9所示。1960MHz时的标称输入回波损耗在LL = 0.050“时为-7.3 dB，在LL = 0.075”时为-8.6 dB。 通过改变输入阻抗匹配网络，可以进一步改善输入回波损耗并降低噪声系数。 增加源电感LL的数量将以带内增益为代价进一步提高输入回波损耗。 如前所述，另一个潜在的问题可能是带外增益峰值。
在LL = 0.050“时测得的输出回波损耗为-19 dB，在LL = 0.075”时测得为-23 dB。


使用间隔为1.25 MHz的两个测试信号测量放大器的截点（Intercept Point）。 在1960 MHz的标称+32.5 dBm，4 V $V_{ds}$的直流偏置点和80 mA的$I_d$下测量了输出截取点（OIP3）。 基于13 dB的标称增益，相应的输入截取点（IIP3）计算得出接近+20 dBm。

线性电路分析

ATF-33143放大器电路是使用Avago Technologies的EEsof高级设计系统（ADS）软件进行仿真的。 由于仿真的复杂性，该设计分为三个部分。 首先，ATF-33143及其相关的源极接地如图10所示。可以从Avago RF帮助网站（http://www.avagotech.com）下载ATF-33143和其他Avago晶体管的S参数。（注：翻译时，Avago已被Boardcom收购）

其次，输入匹配电路原理图如图11所示，输出匹配电路如图12所示。


如数据表所示，ATF-33143的S参数和噪声参数在包含穿过0.025英寸厚的印刷电路板的镀通孔的夹具中进行了测试。由于移除这些嵌入接地的复杂性，S- 参数和噪声参数包括测试夹具接地的影响。因此，在模拟0.031“厚的印刷电路板时，模拟中仅包括印刷电路板厚度的差异，即0.031”-0.025“ = 0.006” 。连接每个电源引线到其对应的电镀通孔的传输线被模拟为微带线（MLIN）。
输入和输出连接器上的低通滤波器电路模拟了Demo板上使用的末端发射SMA连接器的效果。 为了最大化仿真的准确性，所有的寄生电容器和电感器已包含在仿真中。 组件安装焊盘已按照MLIN建模，而结点已通过MTEEO和MSTEP建模。 下图显示了仿真结果。 确保器件具有可用增益的整个频率范围内的Rollett稳定性因子K大于1特别重要。 具体参见图17。

非线性电路分析

使用已发布的S参数和噪声参数的线性分析对电路进行优化后，就可以使用可用的非线性Statz模型对电路进行分析。 Avago已优化Statz模型参数，以在公布的Vds = 4 V和Ids = 80 mA偏置点或附近提供准确的结果。 如果偏置点大大低于额定偏置点，则模型的精度会降低。 当以Vds = 4 V和Id = 80 mA偏置时，ADS预测在1960 MHz时标称+33 dBm输出IP3。 ADS可用于在OIP3和输出回波损耗之间进行权衡。

结论

在Vds = 4 V和Id = 80 mA的情况下，ATF-33143产生的噪声系数非常低，仅为0.7 dB，增益大于13 dB，OIP3很高，为+32.5 dBm。 测试结果与Agilent / EEsof ADS仿真预测非常相关。

附录1：确定最佳的源电感量

增加额外的源电感具有改善输入回波损耗和低频稳定性的积极作用。 潜在的缺点是低频增益降低。 但是，增益降低也与较高的输入截取点相关。 那么问题就变成了，在性能飘移太远之前可以增加多少源极电感？
对于工作在2 GHz频率范围内的放大器，过大的源电感会以6至10 GHz频率范围内的增益峰值形式表现出来。 通常，高频增益衰减将是渐进且平滑的。 添加源极电感将开始产生颠簸或增益峰值增加了一次流畅的滚降。 源电感虽然在低频下具有退化作用，但在高频下具有再生作用。 这在$S_{21}$中显示为非常高的频率增益峰值，也显示输入回波损耗$S_{11}$将变得更大。 只要源电感的数量固定并且可以在设计中留出一定的余量以解决器件中$S_{21}$的变化，较高频率性能的某些变化就可以接受。
图18显示了使用400微米ATF-35143放大器的放大器的S21的宽带曲线图。在本示例中使用了ATF-35143，因为它对源电感更敏感，即栅极宽度越小，随之而来的是高频增益越大。 使用800微米ATF-34143时，预计会有类似的行为，但是由于其较大的栅极宽度，其行为表现较不明显。 图18所示的曲线表示一个放大器，它使用最小的源电感，并且在较高频率下具有相对平滑的增益衰减。

图19所示的宽带增益曲线适用于使用了额外源极电感的同一放大器。 源电感的增加通过降低增益来改善低频稳定性。 输入回波损耗也将得到改善，而噪声系数将保持相对恒定。 附加源极电感的影响可以看作是在6 GHz频率范围内出现的一些增益峰值。 图19中所示的增益峰值水平不被认为是一个问题，因为与带内增益相比，它的水平相对较低。

源极电感过大将导致增益在较高频率达到峰值，甚至可能导致输入和输出回波损耗为正。 增加过多的源电感将最有可能在大约6 GHz处产生一个增益峰值，该峰值可能接近20至30 dB。 在图20中可以看到其效果。最终结果是放大器的稳定性很差，尤其是当放大器放置在带有墙壁和盖子的外壳中时。 较大的栅宽器件（例如800微米ATF-34143）将比较小的栅宽器件对源极电感更不敏感，因此可以在不稳定之前容忍更大的源电感。 宽带增益图的确为设计人员提供了一个很好的，即在分析过大的源极电感效应时应该要寻找的，一个总体印象。